больше). Если в пределах этого допуска уменьшить все параметры лишь на 4%, пр}ияв (/ээ = 4,810-2 См, (/эк=-2,6-10-5 См, (/«э=5,096• 10" См, ут= = 2,64-10- См, то определитель матрицы проводимостей транзистора в схеме с общей базой Д=укк</бб-УквУзк окажется отрицательным, что противоречит условию устойчивости биполярного транзистора в рабочей области и прн использовании таких параметров приведет к ошибочным последующим результатам.

Причина подобных ошибок (возникающих и при неудачном округлении значений параметров) связана с зависимостью характеристических параметров эквивалентного проходного четырехполюсника от общих физических факторов, приводящей к корреляции значений параметров. Этих ошибок можно избежать, используя «физические» схемы замещения активных компонентов, элементы которых отображают определенные достаточно независимые физические явления. Примером могут служить простейшие схемы замещения электронных ламп с частотио-независимыми параметрами (см. рис. 38,в) аналогичные им схемы замещения МДП и полевых транзисторов, а также схема замещения биполярного транзистора (рнс. 38,г). Эти схемы несложно преобразовать в схемы замещения эквивалентного проходного четырехполюсника, подобные показанным иа рис. 38,0 и б, но параметры последних окажутся зависимыми от всех параметров исходных «физических» схем замещения и, следовательно, их значения будут коррелированными.

Отмеченная корреляция характеристических параметров многополюсников и соответствующих им элементов матриц коэффициентов уравнений равновесия цепи приводит, в частности, к необходимости выполнять вычисления с максимальной разрядностью при округлении до требуемого числа верных цифр лишь конечных результатов.

Рабочую область частот усилителя для упрощения расчета обычно разбивают на части с характерными особенностями. В области нижних частот и большей части рабочего диапазона паразитными реактивными параметрами активных компонентов полиостью пренебрегают, описывая их свойства вещественными числами, в области средних частот для широкополосных усилителей пренебрегают всеми реактивными параметрами цепи и лишь вблизи верхней границы рабочего диапазона частот учитывают влияние реактивиостей. Вещественные составляющие параметров активных компонентов измеряют на достаточно низких частотах нли приближенно определяют по наклону касательных к статическим характеристикам [10] (прн их графическом отображении) в рабочей точке или дифференцированием соответствующих аналитических выражений. Так, для приближенной оценки малоснгнальных проводимостей транзистора в схеме с общей базой целесообразно упростить уравнения (4.5), приняв боэб кв > (УэБ Тогда

?/11Б = Уээ = /7э/с/{/эб = -ЭО 1 =

У21Б = 2/нэ = */э/КБ = -«/ ко г: (5-12)

i/22 б = J/hh == К02.

где Bi = Л(ехр(Л{/эз))/(1 - ад,»,), = A{exp(AU))/(l - адга,). 7* 195

в связи с приближенной аппроксимацией статических характеристик уравнениями (4.5) и принятыми упрощающими допущениями вычисленные по этим формулам малоснгиальиые параметры транзистора целесообразно использовать лишь для оценки зависимости эквивалентных проводнмостей от выбора рабочей точки.

Программа 217. Приближенное вычисление низкочастотных проводнмостей транзистора в схеме с общей базой

ИПД X е" ИПД X е" ИПВ ИПС

X 1 - ИПД П9 + ИПА X

П7 О ИПС - X П8** ИП9 ИПО

X t ИПВ О - X С/П БП 00

Инструкция. (/эд=ро, /j.o = Pl, алг = рв, а; = pc, Л = РД) f/ge

= py, = РХ (В/О) С/П РХ = г/2,Б = г/кэ, py = 1/, ,б = уэ, р7 = уь =

= </кк. Р8=/,,2Б = 2/эк(<«15 с).

Лрмлер. Для /эо = /ко= 1-10- А, «л? = 0,995, а; =0,75, Л = 39 В" при 1/эБ = 0,1 В, (;е = -1 В получим (/i ,б = 7,5928-Ю См, 1/,2б = = -1,33117-10" 2° См, (/2,Б = -7,55492-10-2 См, 1/225 = 1.7749-Ю-" См.

Рабочую точку полевых транзисторов в усилителях обычно выбирают в пологой области выходных характеристик (t/cjj> t/отс-С/зц) Дифференцируя (5.10) по напряжению {/3. получим

S = S« ах (l-Kf3h/oTc).

где значение Smai = 3 /mai/t/отс соответствует t/3n = 0, С/сц = С/отс-

На начальном крутом участке стоковых (выходных) характеристик, которые иногда используют для регулировки усиления, согласно выражению (5.9) получаем

S = S„ax (/{си + зи - У(ЗИ)/ V тс -

Программа 218. Вычисление крутизны S полевого транзистора в схеме с общим истоком

П6 П7 •<-> П8 - П9 - х>0

25 ИП9 ИПЗ + / ИПЗ / - ИП6 X ИП7 / БП 33 1 ИПЗ ИП7 V

- ИП6 X С/П БП 00

Инструкция, {/си = РТ, f/зи = PZ, f/oTC = PY, S„ax = РХ (В/О) С/П РХ = S (t8 с).

Пример. Для 5тах = 0,15 мСм, f/отс = 3 В, t/h = 2 В, 1/зи = 1,5 В (f/fn>t/oTc-t/зи) получим S«0,0439 мСм и при U=Q В (1/си<отс-зц) получим SfeO,09811 мСм.

Подобные программы применимы лишь для ориентировочной оценки зависимостей параметров активных компонентов от режима питания, а для расчета характеристик усилителя на частоте сигнала приходится использовать более точные значения малосигнальных параметров, измеренных или взятых из справочников для выбранного режима работы.

Расчет каскадного усилителя после выбора его структурной схемы в соответствии с заданной мощностью сигнала в нагрузке, коэффициентом усиления мощности и частотной характеристикой усиления начинают с оконечной ступени (нагрузка которой известна), вычисляя для каждой ступени коэффициент передачи напряжения и входную проводимость (являющуюся проводимостью нагрузки для предыдущей ступени) в заданном диапазоне частот. После вычисления этих значений для всех ступеней в соответствии с формулами (5.5) и (5.6) определяют частотную характеристику усиления напряжения, по которой определяют (при известных проводимостях источника сигнала и входной проводимости усилителя, равной входной проводимости первой ступени) коэффициент усиления полезной мощности в заданном диапазоне частот. Прн несовпадении полученных результатов с требованиями технического задания уточняют выбор структурной схемы и компонентов цепи, повторяя расчет.

Мощность сигнала максимальна в нагрузке оконечной ступени (называемой иногда мощным усилителем), потребляющей основную часть энергии источника питания. Поэтому оконечную и при необходимости предоконечную ступени с большим уровнем сигнала иа средних частотах часто рассчитывают с помощью статических характеристик активных компонентов, обеспечивая допустимый уровень нелинейных искажений при максимальном уровне входного сигнала и максимальный КПД = Рн/Ро, где Р„ - полезная мощность в нагрузке; Ро - мощность потребления. Вычисления в этом случае несложны и в настоящей книге не рассматриваются.

5.2. Расчет цепей питания усилителя

в большинстве усилителей цепи питания отдельных ступеней разделены с помощью трансформаторов или конденсаторов и поэтому могут рассчитываться независимо. При проектировании усилителя задача расчета цепи питания сводится к выбору схемы и сопротивлений постоянному току для обеспечения требуемых характеристик усиления и их стабильности при максимальном в общем случае КПД. Расчет цепи питания активного компонента начинают с выбора рабочей точки по статическим характеристикам [10] илн паспортным данным. Рабочая точка однозначно задается для трехполюсиого компонента двумя постоянными токами илн напряжениями, и для определения остальных токов и напряжений в цепн питания приходится использовать графические или аналитические модели статических характеристик.

Рассмотрим обобщенную схему цепи питания биполярного транзистора (рис. 39), размыкая или замыкая ветви которой, можно получить практически все схемы питания от одного источника. Представив уравнения (4.5) приближенными соотношениями

/э = /о(ехр(Л{/эБ)-1); /K=-«iv3- (5-13) где /в = /эо/(-°ла/); э-К = Б. составим [14] уравнение

(;эБ = (1/Л)1п (AE + BUB + i), связывающее напряжение t/ge параметрами обобщен- Рис. 39