Главная -> Книги

(0) (1) (2) (3) (4) (5) (6) (7) (8) (9) (10) (11) (12) (13) (14) (15) (16) (17) (18) (19) (20) (21) (22) (23) (24) (25) (26) (27) (28) (29) (30) (31) (32) (33) (34) (35) (36) (37) (38) (39) (40) (41) (42) (43) (44) (45) (46) (47) (48) (49) (50) (51) (52) (53) (54) (55) (56) (57) (58) (59) (60) (61) (62) (63) (64) (65) (66) (67) (68) (69) (70) (71) ( 72 ) (73) (74) (75) (76) (77) (78) (79) (80) (81) (82) (83) (84) (85) (86) (87) (88) (89) (90) (91) (92) (93) (94) (95) (96) (97) (98) (99) (100) (72)



Рис. 49

Инструкция. ( = Р0, /!i = Pl, Y=P2, Р = РЗ, = Р4, 6 = Р5, go=P6, = Р7, = Р8. есэ = Р9) 5 = РХ (В/О) С/П РХ = У(у, Со.

В качестве примера оценим влияние обратной связи через биполярный транзистор в схеме резонансного усилителя, показанной на рис. 49, а, прн параметрах транзистора на частоте резонанса /р = 10 МГц; F, ,э = (2,6 + j2,4). 10"" См, Г,2э = -(5,3 + j30,7).10- См, Г2,э = (0.1 - JO.OIS) См, 233= (I+il,6)X Х10~ См, параметрах входного контура Q= 100, go = 5-10-* См, /р=10 МГц, fej = 0,15, 2 = 0,2, параметрах выходного контура /р = 10 МГц, Q= 100, go = = 5-10~ См, *1 = 0,25, fej = 0,1 и проводимости нагрузки i/„ = g„ = 5-10~ См.

По исходным данным вычисляем для выходного контура р = 1 -- (fejgKK + + fegH)/go«3,25, /iCo = u„/"i=fti«jlF2,3l/iroP~ 15.56, «с э = (go + .gc + X

Xfti)/*25.26I0- См.

С помощью программы 237 или после вычисления величин Л и В программы 236 строим зависимость \KuJKa\ от расстройки (кривая / на рнс. 49, б) с максимальным значением \Кч mai/Ko «4,05. Для сравнения по результатам вычислений стронм зависимость {Ки /Кп\ прн (/is=0 (в этом случае для программы 236 следует принять /4 = В=0), отображенную кривой 2 на рис. 49, б. Полученные результаты свидетельствуют о режиме регенерации, близком к самовозбуждению, так как отношение \Kii/Kuc =1/4,05ж0,25, тогда как для заведомо устойчивой работы усилителя его принимают более 0,8. Кроме того, прн расстройке входного контура на Af=--125 кГц (что соответствует /р=9,875 МГц и go=2,5) максимальное значение отношения \Ки/Ко\ возрастает до 4,73 (кривая 3 на рис 49, б) н, следовательно, обратная величина уменьшается до значения 0,211, что свидетельствует о необходимости обеспечения устойчивости.

5.6. Расчет цепей с операционными усилителями

В радиотехнических цепях широко используются интегральные усилительные компоненты, характеризующиеся очеиь большими входным сопротивлением и коэффициентом усиления напряжения и очень малым выходным сопротивлением, приближающими такие компоненты к идеальным источникам напряжения, управляемым входным напряжением. Среди подобных компонентов наиболее уни-




нереальны операционные усилители с двумя противофазными входами, одним выходом и дополнительными выводами (ие показываемыми иа эквивалентных схемах) для присоединения источников питания и внешних (навесных) элементов. Операционные усилители характеризуются глубокой внутренней Отрицательной обратной связью, обеспечиваюшей высокую стабильность режима питания, а для обеспечения стабильного значения коэффициента усиления используют внешние цепи отрицательной обратной связи иа частоте сигнала.

Основные схемы включения операционного усилителя характеризуются подачей напряжения обратной связи с выхода иа инвертирующий вход через резис-тнвиый делитель и отличаются способом подключения источника сигнала. Так как выходное сопротивление усилителя /?вых=0, то через цепь обратной связи непосредственная передача энергии иа выход практически отсутствуют и применимы соотношения классической теории обратной связи. Выходное напряжение

ивых = И("м-"вх) операционного усилителя в основной неинвертирующей схеме включения (рис. 50, а) определяется напряжением обратной связи u=Ubux2X X(/?i-f/?2)~=Р«аых и, следовательно, ивых = И«вх. где при ц>1 величина ц = = р,/(1-f цР)»;1/р. При сопротивлении R между парафазными входами ток источника сигнала »с = («щ-«)/Лвх = «м/вх С+ИР) следовательно, в этой схеме включения йвх = Лвх ( + P)• B инвертирующей схеме включения с подключением источника сигнала параллельно сопротивлению R (рис. 50, б) Ubux= ~)1"m ~ - \>cRiRil(Rii + + Rc(Ri + r2) + VRcRi). Если, как обычно, ц » (/?,/?2-f Лс (Ri+Ri))IRcRi, то ивых= - всЛх/Лг. Входное сопротивление в этом случае практически (при Ri>r2) равно Лг.

В инвертирующей схеме с последовательным включением источника сигнала (рис. 50, в) Лвх = л2х и ивых=-И- (ес+«выхЛ8/(Л1--Л8)). Прн ц > 1 напряжение ивых= -ic (l + Pli) = -Иес «= -вс/Р. где Р=Л2/Л1+Л2).

Следовательно, во всех основных схемах включения операционный усилитель с цепью обратной связи эквивалентен практически идеальному источнику напряжения, управляемого напряжением. Прн анализе цепей методом узловых напряжений невзанмные компоненты представляют источниками тока, управли-емого напряжением, но в таком преобразовании нет необходимости, если разделить 1-е уравнение, соответствующее i-му узлу (к которому присоединен выход



операционного усилителя), иа проводимость g=l ?Bui, значительно большую остальных эквивалентных проводимостей матрицы Y. Тогда в i-м уравнении от нуля будут отличаться лишь члены ngUj и gUi, что существенно упрощает последующий анализ. С учетом р»1 можно разделить оставшиеся члены уравнений иа ng, получив ненулевым лишь член «/ для управляющего напряжения. Использование матрицы Y с преобразованным подобным образом i-м уравнени ем допускает применение всех расчетных формул и программ для аиализа цепн по обычно составляемой матрице проводимостей.

В области верхних частот приходится прежде всего учитывать влияние входной емкости между парафазными входами операционного усилителя и частотную зависимость ц(ш) =цо/(Ц-)а)/Шр), где - частота, на которой модуль ц уменьшается в У2 раз. При охвате операциониого усилителя рассмотренной

цепью обратной связи критическая частота 0)=0)при одновременном уменьшении во столько же раз модуля ц.

Глава 6 Расчет фильтров

6.1. Основные >тапы проектирования фильтров

в технических заданиях иа проектирование фильтров основным обычно является требование к АЧХ передаточной функции, задаваемое граничными частотами /ni и /п2 полосы пропускания, в которой затухание (5.8) не превышает заданного значения An, и граничными частотами /з1 и /з2 полосы задерживания, в которой затухание должно быть ие меньше заданного значения Лз. При этом для полосового фильтра (ПФ) fsiKfm, ?з2>/пг (рис. 51, а), для режекторного фильтра (РФ), ?э1>/п1, /з2>?пг, для фильтра нижних частот (ФНЧ) fni = 0, /п2= =/п</з, для фильтра верхних частот (ФВЧ) /з1 = 0, /з2=/з2<?п. Расчет фильтра обычно сводят к расчету фильтра-прототипа (ФП) с последующим преобразованием схемы физически реализуемого фильтра-прототипа в схему заданного пассивного, активного или цифрового фильтра с заданными характеристиками (рис. 52).

\-* -




(0) (1) (2) (3) (4) (5) (6) (7) (8) (9) (10) (11) (12) (13) (14) (15) (16) (17) (18) (19) (20) (21) (22) (23) (24) (25) (26) (27) (28) (29) (30) (31) (32) (33) (34) (35) (36) (37) (38) (39) (40) (41) (42) (43) (44) (45) (46) (47) (48) (49) (50) (51) (52) (53) (54) (55) (56) (57) (58) (59) (60) (61) (62) (63) (64) (65) (66) (67) (68) (69) (70) (71) ( 72 ) (73) (74) (75) (76) (77) (78) (79) (80) (81) (82) (83) (84) (85) (86) (87) (88) (89) (90) (91) (92) (93) (94) (95) (96) (97) (98) (99) (100)