Для выходной цепи транзисторного тракта УМК с относительной полосой пропускания до ±20% Ч (/мако мин« 1,5) рекомендуется, например, схема двухзвенного фильтра нижних частот (рис. 10.14а). Расчет ее может быть выполнен по формулам гл. 7 с той особенностью, что в первом звене Свых ИЬк заданы.

т1*" IT "bi

Рис 10 14 Принципиальные (по переменному току) схемы выходного и промежуточных каскадов широкополосного транзисторного VMK и эквивалентные схемы соо-лветствующих цепей

В функции межтранзисторных цепей промежуточных каскадов, сверх обычной задачи необходимой трансформации сопротивлений в требуемой полосе, входит коррекция снижения усиления, даваемого последующим транзистором с ростом рабочей частоты. Для этого должен быть обеспечен нарастающий с частотой ток через индуктивное входное сопротивление транзистора.

Если при этом для предыдущего транзистора необходимо сохранить в полосе примерно постоянную нагрузку, то используются цепи, представленные на рис. 10.146 и в. Цепь рис. 10.146 применяется при схеме с ОБ; она представляет собой тот же двухзвен-ный фильтр нижних частот, в котором входное сопротивление транзистора служит индуктивностью второго звена. Поскольку при таком расчете обеспечивается постоянство ВЧ напряжения на сопротивлении R, ток через индуктивность второго звена здесь с частотой увеличивается, но не пропорционально частоте, а медленнее.

) Некоторый запас относительно упомянутых выше ±16% позволяет конструировать цепи без элементов настройки.

Цепь рис. 10.14в применяется при включении приборов по схеме с ОЭ, где коэффициент усиления транзистора (р) резко падает с частотой; она позволяет на верхней частоте полосы полностью реализовать усиление приборов. Быстрое возрастание (с частотой) тока через входное сопротивление транзистора получается здесь в результате приближения к резонансу на верхних частотах полосы последовательного fZ-iCi) и параллельного СгСгЕхэ) контуров. Контур СвыхЬкЬ настраивается в резонанс (например, "индуктивностью L) на средней частоте полосы, но имеет малую добротность (так как пересчитанное на его зажимы сопротивление нагрузки близко к 1/2я/Свых) и поэтому влияет мало. Заметим, что в эквивалентной схеме 10.14в (и ниже 10.14г) необходимо учитывать активное входное сопротивление Гвх, так как именно оно практически целиком определяет добротность базового контура.

Если допустить, чтобы в относительной полосе пропускания ±20% нормированный модуль сопротивления нагрузки предшествующего транзистора не превышал 1,1, то расчет параметров этой цепи может быть произведен по следующим формулам:

L « ; /?1 = » "К ;

(2ll /мако) Свых 2п /макс

причем следует иметь: 1291вхэ, где Lвз:4-5 нГ;

Rl (2я/мако)=С1 (2я/„ако)=

где \Ra - необходимое сопротивление нагрузки предшествующего транзистора, причем

Rs <-!-.

2я /максСвых

В маломощных каскадах коррекция усиления обеспечивается в результате увеличения с частотой переменного напряжения на коллекторе предшествующего транзистора благодаря соответствующему росту эквивалентного сопротивления его нагрузки. Полосу пропускания ±20% (при неравномерности коэффициента передачи по сравнению с линейным нарастанием не более 15%) обеспечивает двухконтурная расстроенная система, представленная на рис. 10.15г Элементы ее при таких требованиях рассчитываются по следующим соотношениям:

5.0 Q Свых Q

(2я/„а„с)С2вь,х«э (/«-l)/W-l

•я / макс

0,39

вх 2я /„ако [0,76-0,096 {Уп-\)\

гдеКп= -

- , причем цепь реализуется при

2я /макоСвых У эвх

И 323

V"n8,9; если Yn>S,9, следует использовать более сложные схемы, Rg-расчетное эквивалентное сопротивление нагрузки на частоте 0,84 /макс-

СЛОЖЕНИЕ МОЩНОСТЕЙ ТРАНЗИСТОРОВ В КАСКАДАХ ШЕРОКОПО.ЧОСНОГО УМП

в мощных каскадах ОВЧ и УВЧ полупроводникового тракта передатчика изображения, как правило, приходится использовать сложение мощностей нескольких транзисторов. Как и в случае мощных ламповых каскадов, сложение наиболее рационально осуществлять с помощью мостовых устройств, которые здесь удачно реализуются на полосковых линиях передачи. Однако на рассматриваемых частотах реактивные сопротивления соединений линии с транзистором и блокировочных емкостей оказываются соизмеримыми с полными входными и выходными сопротивлениями приборов. Поэтому между линией и транзистором включаются простейшие схемы из элементов с сосредоточенными постоянными, примерно компенсирующие суммарную паразитную реактивность в заданной полосе частот (и тем обеспечивающие возможность согласования) и одновременно используемые для выравнивания режимов приборов.

Из соображений унификации целесообразно в качестве исходных ячеек при построении мощных каскадов употреблять модули на двух-четырех транзисторах, выполненные с одинаковыми согласованными входными и выходными сопротивлениями. Мощности модулей складываются с помощью мостовых устройств, аналогичных применяемым в самих модулях. Распространение получили устройства сложения на четвертьволновых линиях синфазного (рис. 10.15а) или квадратурного (рис. 10.156) типа, позволяю-

Рис. 10.1Б. Принципиальные схемы мостовмх устройств сложения мощностей «а полосковых линиях;

а) синфазное сложение; б) квадратурное сложение

щие складывать мощности =2" источников (где k=\, 2 ...). Впрочем, на частотах до 100 МГц с целью сокращения габаритов вместо полосковых линий с волновым сопротивлением W могут использоваться звенья П-образных фильтров (рис. 10.16). Если выполняются условия nfcpL=l/KfcpC=W и требуемый коэффициент фициент трансформации сопротивления одним звеном Л12, то 4