К284УД1. В этом гибридном усилителе для уменьшения входного тока используется согласованная пара полевых транзисторов. Схема (рис. 14) содержит три каскада усиления и комплементар- ный эмиттерный повторитель.

Первый дифференциальный каскад собран на подобранной паре «-канальных транзисторов 7 7з-2 резисторах Ru R2 и источнике тока на транзисторах Ти Тг.

Частотная

Рис. 13. Принципиальная электрическая схема ОУ типа 153УД5.

Второй каскад, также дифференциальный, собран на биполярных транзисторах.

Между коллекторами Т и Тг (<Vi) включена динамическая нагрузка - источник тока на транзисторе Т. Транзистор Тъ в диодном включении служит для термостабилизации динамической нагрузки.

Третий каскад {Тъ, Гэ) нагружен на выходные транзисторы Tiu, Гц. Режим каскада определяется резисторами Ую, Riu R\3.

Транзисторы Гт, Гз в диодном включении и резисторы Ru-Rn обеспечивают начальное смещение эмиттерного повторителя на транзисторах Гю, Гц.

Особенностью схемы является наличие внешних выводов истоков полевых транзисторов и источника тока (выводы, 2, 4, 14), Это позволяет комбинировать различные типы обратной связи. В остальных случаях указанные выводы закорачиваются между собой.

544УД1. Улучшение технологии изготовления ОУ позволило в

\150к 1 1 1 I Балансировка Ri Rz нуля

r-O-о

I 220к J I------о

15 Корпус

Высокоомный, выход-д Рис. 14. Принципиальная электрическая схема ОУ типа К284УД1.

9 Баланси.ровна,

Рис. 15. Принципиальная электрическая схема ОУ типа 544УД1.

одном технологическом цикле получать биполярные и полевые транзисторы.

Входной дифференциальный каскад (рис, 15) собран по схеме истокового повторителя {Ti, Тъ). Транзисторы Тг, Т с резисторами Rl, Rs представляют собой динамическую нагрузку для входного

Рис. 16. Принципиальная электрическая схема компаратора типа 521СА2.

каскада. Питается входной каскад от источника тока на транзисторе Гб.

Второй каскад состоит из эмиттерного повторителя на транзисторе Гз и усилительного каскада, собранного на транзисторе Та с динамической нагрузкой (источник тока на транзисторе Гю).

Выходной каскад построен на транзисторах Тц, Tis. Начальное смещение рабочей точки образуется за счет тока источника (Г14), протекающего через транзисторы Гц, Тц и резистор Ra. Транзисторы Ti5, Гю защищают выходной каскад от токовой перегрузки.

Недостатком ОУ с полевыми транзисторами является большое значение температурного дрейфа входного тока и напряжения смещения.

521СА2. На рис. 16 представлена схема компаратора - специализированного ОУ, имеющего дифференциальный аналоговый вход

и цифровой выход. Выходное напряжение компаратора может находиться только на стандартных логических уровнях: 1 или 0. На выходе будет логический О, если разность входных сигналов меньше напряжения срабатывания, или I, если разность входных сигналов превышает напряжение срабатывания компаратора (около 5 мВ). Логический О на выходе устанавливается также, если подать

Рис. 17. Принципиальная электрическая схема компаратора типа

521СА1.

отрицательное опорное напряжение на вход « + » или положительное опорное напряжение на вход «-».

Схема содержит два дифференциальных усилительных каскада, эмиттерный повторитель и цепи сдвига уровня и ограничения выходного напряжения.

Первый дифференциальный каскад собран на транзисторах Ti и Г4, эмиттеры которых питаются от источника тока на транзисторе Гз. Второй дифференциальный каскад (транзисторы Гз, Ге) собран по балансной схеме, стабилизирующей коллекторное напряжение транзисторов при изменении положительного напряжения питания. Наличие эмиттерного повторителя на транзисторе Та увеличивает нагрузочную способность компаратора. Стабилитрон Д2, включенный в эмиттерную цепь повторителя, сдвигает уровень выходного сигнала, чтобы обеспечить совместимость выхода компаратора с цифровыми схемами ТТЛ-типа. Транзистор Г7 в диодном включении ограничивает выходное напряжение компаратора па уровне +4 В.

521CAI. В схеме двойного компаратора (рис. 17) выходы двух отдельных компараторов совмещаются на эмиттерных повторителях (Гв, Гц), образуя логический элемент ИЛИ. Используется один стабилитрон сдвига уровня Дз. Каждая половина схемы практически идентична схеме 521СА2. Различие заключается в построении цепей ограничения уровня насыщения выходного каскада и наличии входов стробирования, обеспечивающих защиту компаратора от срабатывания в те моменты, когда полезные сигналы отсутствуют. Если, например, на вход «Строб Ь подать нулевой потенциал, то стабилитрон Дз фиксирует потенциал базы транзистора Гз на уровне примерно 6,2 В, поэтому транзистор Tg закрыт при любых уровнях входных сигналов, и выходной сигнал компаратора равен нулю. Компаратор готов к работе, если на входы строба подано положительное напряжение 3-6 В. В схемах, в которых одна половина компаратора не используется, вывод строба следует заземлить, чтобы избежать ложных срабатываний от помех.

6. Частотная коррекция

На высоких частотах коэффициент усиления реальных ОУ уменьшается. Причина этого - шунтирующее влияние паразитных емкостей в схеме. На низкой частоте коэффициент усиления не изменяется и разность фаз между выходным и входным напряжениями составляет 180°. На высоких частотах фаза выходного напряжения запаздывает относительно фазы входного напряжения и становится более 180". Образуется фазовый сдвиг.

Реальная амплитудная харантеристика.

20АБ/дек

Рис. 18. ?С-цепь (а) и ее логарифмическая амплитудно-частот* ная (б) и фазовая (s) характеристики.

Любую схему ОУ на высоких частотах можно представить как эквивалентный генератор, нагруженный на несколько апериодических С-цепей. Обычно число таких цепей соответствует числу усилительных каскадов ОУ.

Коэффициент передачи одной RC-цепи (рис. 18, а) определяется выражением

= Лых/С/вх = 1 сйС/(1 й)С + /?)= 1/(1 +/сот), (I) где т=/?С-постоянная времени, определяющая частоту среза

(йс= 1/Т--1 ?С-2я/с. (2)

На частоте (Ое происходит излом амплитудно-частотной характеристики.

Амплитудная и фазовая частотные характеристики /?С-цспи описываются уравнениями [4] npH/c>fi!

Kl+((u/o)c) к1 + ( /сЯ Ф - arctg (- сй/(Ос) = arctg (- /с)-

(3) (4)

Амплитудная характеристика строится в двойном логарифмическом масштабе и аппроксимируется асимптотами (прямыми), предложенными Боде (рис. 18,6). Логарифмический масштаб упрощает математические операции, так как перемножение заменяется сложением, а деление-вычитанием.

Коэффициент передачи (усиления) выражается в логарифмической мере - децибелах (дБ). По определению для напряжения (дg = 201gCu. Десятикратное уменьшение Ки составляет -20 дБ, стократное уменьшение составляет -40 дБ. Аналогично коэффициенту усиления /Си=10 000 соответствует /С дБ = 80 дБ, для Ки = = 1000 ЛдБ =60 дБ.

Из (3) следует, что при увеличении частоты со по отношению к (Ос в 10 раз (на декаду) получим уменьшение Ки также в 10 раз или падение коэффициента передачи /СдБ на -20 дБ. Следовательно, спад характеристики выше частоты среза сос равномерен и со-составляет -20 дБ/дек.

Фазовая характеристика описывается тангенсоидой и строится в одинарном логарифмическом масштабе. На частоте фазовый сдвиг равен -45 °, и при дальнейшем увеличении частоты он асимптотически приближается к -90°.

В первом приближении фазовую характеристику можно аппроксимировать ломаной линией, имеющей скачок -90° на частоте Wc (рис. 18, е). Однако такая аппроксимация не позволит определить запас по фазе при расчете усилителя на устойчивость. Для приближения ломаной фазовой характеристики к реальной следует отметить точками середины вертикальных отрезков. Из первой, верхней, точки надо провести прямую с наклоном 45 °/дек до пере-