Для сравнения определим, какая потребовалась бы добротность при промежуточной частоте 21 МГц:

2-21

Следует еще раз отметить, что здесь мы определяем добротность нагруженного контура. Добротность ненагруженного контура выбирается исходя из требований к коэффициенту передачи фильтра. Относительные потери в контуре равны отношению Qu/Qo, где Qo - добротность ненагруженного контура. Видно, что если добротность ненагруженного контура в 2 раза превышает добротность нагруженного, то в контуре теряется ровно половина мощности входного сигнала.

Посмотрим теперь, каковы требования к контуру при двух вариантах выбора промежуточной частоты. Пусть допустима потеря в одном контуре 207» мощности сигнала, т. е. относительные потери равны 0,2. Тогда при промежуточной частоте 144 МГц Qo = Qh/Qh/Qo = 45/0,2 = 225; при промежуточной частоте 21 МГц Q 0=310/0,2 = 1550. Очевидно, что изготовить резонатор с добротностью 225 проще, чем резонатор с добротностью 1550.

К другому преимуществу выбора промежуточной частоты 144 МГц можно отнести то, что приемники на данную частоту специально рассчитаны на получение минимального коэффициента шума. При этом отпадает необходимость, иметь в приемном тракте дополнительный малошумящин УПЧ. Однако выбор-промежуточной частоты 144 МГц обладает также некоторыми недостатками. Так, выходная частота гетеродина 1152 МГц кратна частоте 144 МГц. Это накладывает ограничения на выбор частоты кварцевого генератора, которая не должна быть субгармоникой частоты 144 МГц. В противном случае гармоник» 1етеродина попадут в начальный участок диапазона и создадут помехи при работе радиостанции в режиме приема.

При передаче к тому же возникает опасность проникновения на выход девятой гармоники возбудителя, работающего на частоте 144 МГц.

В реальных условиях с целью упрощения конструкции приходится принимать компромиссное решение, т. е. отказываться от промежуточной 4acT0Tbt 21 МГц и выбирать 144 МГц,

Как видно из функциональной схемы, гетеродин трансвертера не имеет особенностей и выполнен в виде кварцевого генератора и цепочки транзисторных, умножителей. Окончательная фильтрация сигнала гетеродина в режиме приема осуществляется двухконтурным полосовым фильтром. Приемный тракт состоит из двухкаскадного УВЧ и диодного смесителя. Большое влияние на формирование функциональной схемы трансвертера оказывает то, что на частоте 1296 МГц очень трудно получить большие коэффициенты усиления. При использовании достаточно распространенных транзисторов реальный коэффициент усиления одного каскада измеряется единицами. Таким образом, если на. более низкой частоте плохое качество смесителя можно компенсировать большим коэффициентом усиления УВЧ, то в данном случае такая возможность отсутствует, в связи с этим смеситель должен обладать малым коэффициентом шума. Приблизительно оценить коэффициент шума диодного смесителя можно, пользуясь формулой для коэффициента шума приемника с аттенюатором на входе f=Lfnp. здесь f - результирующий коэффициент шума, L - ослабление-в аттенюаторе (в данном случае в смесителе), fnp - коэффициент шума приемника (УПЧ).

Ослабление в диодном смесителе зависит в конечном счете от качества диода и обычно колеблется в пределах от 4 до 10 раз. Если коэффициент шума УПЧ равен 2, то результирующий коэффициент шума составит 8-20. Как показала практика, двух каскадов усиления достаточно, чтобы «перекрыть» подобные-шумы смесителя шумами УВЧ.

При конструировании передающего тракта проблема усиления мощност* становится еще острее. Если по аналогии с трансвертерами диапазонов 144 » 432 МГц сформировать сигнал на уровне мощности 1-2 мВт, то для того, чтобы довести этот сигнал до уровня 3-5 Вт, потребуется шесть - семь каскадов.

усиления. Дело осложняется также тем, что маломощные транзисторы, способные работать в данном диапазоне частот, имеют малые допустимые токи и напряжения, а поэтому пригодны для усиления до уровня только около 10 мВт. Последующие каскады усиления приходится делать иа мощных СВЧ транзисторах, работающих в режиме класса А, что приводит к удорожанию конструкции и уменьшению общего КПД передатчика. Из этого следует, что выгоднее сформировать сигнал с частотой 1296 МГц сразу иа достаточно высоком уровне мощности.

Эту задачу можно решить двумя способами.

Первый способ - это применить мощный транзисторный смеситель, второй- использовать мощный параметрический смеситель на варакторе. В описываемой конструкции реализован второй способ. Сигнал накачки поступает на параметрический преобразователь иа частоте 384 МГц. Для того, чтобы уровень сигнала накачки достиг 1-1,5 Вт, имеется трехкаскадный усилитель мощносгн. В параметрическом преобразователе происходят одновременно умножение частоты накачки в 3 раза (И52 МГц) и суммирование с частотой 144 МГц. Уровень сигнала с частотой 1296 МГц на выходе полосового фильтра преобразо-. вателя составляет 200-250 мВт. Два последующих каскада усиления доводят уровень сигнала до 2,5-3 Вт.

Принципиальная схема трансвертера приведена на рис. 9. Предварительные каскады гетеродина выполнены на транзисторах ЗТ7-ЗТ11. Схема этой части гетеродина мало отличается от схемы гетеродина трансвертера 432/21 МГц. Кварцевый резонатор ЗПэ1 возбужден на третьей механической гармонике. Далее следуют две ступени утроения частоты на транзисторах ЗТ8, ЗТ9 и один каскад удвоения частоты (транзистор 3TW). Полученный таким образом сигнал с частотой 384 МГц дополнительно усиливается транзистором ЗТИ. Далее сигнал гетеродина разветвляется на приемный и передающий тракты. Рассмотрим вначале приемный тракт. Сигнал с частотой 384 МГц поступает на вход последнего утроителя частоты через полосовой фильтр 3L21 3C52-3L31 ЗС74. Оптимальный режим возбуждения транзистора ЗТ14 получен с помощью согласующей цепи ЗС73, ЗС72, 3L30. Нагрузкой последнего утроителя служит полосовой фильтр 3L28 ЗС68-3L26 ЗС66, настроенный на частоту 1152 МГц. Связь со смесительным диодом осуществлена с помощью отрезка линии, выполняющего роль повышающего трансформатора.

Усилитель высокой частоты приемного тракта содержит два каскада на транзисторах ЗТ12, ЗТ13. Входная цель состоит из конденсатора связи ЗС55, разделительного конденсатора ЗС56 и короткозамкнутого шлейфа 3L22. Корот-козамкнутая линия препятствует проникновению на вход УВЧ мощных сигналов радиостанций КВ диапазона и ослабляет прямое проникновение на выход приемного тракта сигналов промежуточной частоты. В диапазоне 1296 МГц электрическая длина линии 3L22 составляет четверть длины волны, поэтому ее шунтирующим действием можно пренебречь. В результате можно считать, что входная цепь состоит из двух последовательно соединенных конденсаторов. Реально схема несколько сложнее, так как на столь высоких частотах большую роль играют паразитные индуктивности выводов. Суммарная индуктивность выводов конденсаторов и базового вывода транзистора ЗТ12 вместе с емкостью конденсаторов образует последовательный иизкодобротный контур, обеспечивающий согласование антенны со входом усилителя.

Выбор достаточно высокой промежуточной частоты (144 МГц) снизил требования к полосе пропускания УВЧ, а следовательно, и к нагруженной добротности контуров, входящих в фильтр. Это позволило сравнительно сильно связать транзисторы ЗТ12 и ЗТ13 с контурами 3L23 ЗС59 и 3L24 ЗС62 и тем самым повысить коэффициент усиления УВЧ. Как уже указывалос, может быть двоякий подход к необходимой степени подавления зеркального канала. Это 10 дБ с точки зрения подавления шумов и примерно 40 дБ с точки зрения давления внешних помех по зеркальному каналу.

В рассматриваемой конструкции принят некоторый средний вариант и подавление зеркального канала составляет 20 дБ. При желании полосу пропускания УВЧ можно Сузить, передвинув, точку подключения конденсаторов ЗС57 ЗС58 ближе к «холодному», заземленному концу линии 3L23. Это тем более возможно, если применить более высокочастотные транзисторы-

3-958 1

1Т1,зтг KI311A

.iRS 111

SC21 , Л11

ЗТЧ кг911Б ЗТ5 КТ610Б 5TS КТ610Б SR15 1.3029 Узки

ЗС2В 1200 И h

51 Х-гоо\\

+2SS

JCJJ Ч-15

fzcn i[3C16 уЗСП ± -t3C20 -.5 jD ~.;сзгЩ20Ц

At 1200 )l3L29 тз 910

„3071;

L26 I-

3051 91

3T11

3R34 ГТ330А .2,2k

JCSVll

ЗТ1Ч , ГТ330Б I

T3R42 •2,2K

зят ISO

3CS9 1200

3LJ1

1ш iC7S

3072 г/пр

ЬКт1